Wzmacniacz małych sygnałów :: obliczanie układu typu wspólny emiter :: Wtórnik emiteorowy :: obliczanie układu typu wtórnik emiterowy :: Efekt Millera :: Boot Strap :: Lustro prądowe :: Wzmacniacz różnicowy :: obliczanie punktu pracy, rezystancji i wzmocnień :: Wzmacniacz operacyjny :: Problem nadmiaru fazy i kompensacja :: Problem zasilania jednobiegunowego :: Źródła napięcia i prądu :: Tranzystorowe źródło prądowe :: Precyzyjne źródło prądowe :: Dioda Zenera :: Źródło masy wirtualnej :: Stabilizatory z wzmacniaczem błędu :: Ogranicznik nadprądowy :: Przetwornica step-up :: Przetwornica step-down :: Przerzutniki :: Bistabilny :: Monostabilny :: Astabilny :: Shmitta :: Zewnętrzna pętla opóźnienia :: VCO - Generatory sterowane napięciem :: Wzmacniacz mocy

Układy tranzystorowe

Wzmacniacz małych sygnałów

Typowym zastosowaniem tranzystora jest wzmacnianie sygnałów. Dalej będziemy przez jakiś czas przyjmować że mamy doczynienia z "małym sygnałem" czyli takim którego dołożenie powoduje niewielkie odchylenia od punktu pracy (takie że można zaniedbać krzywiznę charakterystyki). Wyróżnić można 3 podstawowe układy pracy tranzystora bipolarnego w wzmacniaczu sygnału (pokazane na przykładzie układu polaryzacji z opornikiem emiterowym):

POWIĘKSZukłady pracy tranzystora bipolarnego

W przypadku pracy w układzie wspólnego emitera, generator sygnału dokładamy poprzez kondensator do spolaryzowanej w stanie aktywnym bazy. W efekcie tego na stały prąd wyjściowy nakłada się prąd związany z sygnałem wejściowym wynoszący IC |AC = gm Ub'e |AC, gdzie $$g_m = {I_{CQ} \over \varphi_{_T}} \approx {1 \over r_{eb'}}$$ jest nachyleniem charakterystyki w punkcie pracy, a Ub'e |AC jest sygnałem dołożonym na złącze baza-emiter (w przybliżeniu równym sygnałowi wejściowemu).

W prezentowanej sytuacji (układ z opornikiem emiterowym) przy rozważaniu mechanizmu tego procesu lepiej byłoby rozumować właśnie poprzez rezystancję dynamiczną emitera reb' (a nie gm, które jest właściwe dla polaryzacji stałym prądem bazy), gdyż w układzie takim zmiana napięcia zasilającego przekłada się w niezmiennym stosunku (określonym głównie przez wartość oporu emiterowego) na prąd emitera, a ten jest w przybliżeniu równy prądowi kolektora. Zatem uzyskanie wzmocnienia innego niż 1 wymaga zwarcia emitera dla sygnałów zmiennych do masy (kondensator CE) i wtedy właśnie opór dynamiczny reb' powoduje że uzyskujemy skończone wzmocnienie.

Każdy wzmacniacz charakteryzuje się następującymi parametrami (podane sposoby obliczania dla układu pracy wspólny emiter):

Zobacz także: Model Hybrid-Pi

obliczanie układu typu wspólny emiter

Ustalanie punktu pracy (bipolarny, stały prąd bazy):

  1. $$I_B = I_{CQ} / \beta$$
  2. $$R_B = {U_{CC} - U_{BE} \over I_B}$$
  3. $$R_C = {U_{CC} - U_{CEQ} \over I_{CQ}}$$
  4. rozrzut $$\beta$$ załatwiamy licząc dla średniej i sprawdzając czy dla maksymalnej nie prowadzi do nasycenia

Obliczenie punktu pracy i parametrów układu (bipolarny, stały prąd bazy):

  1. URB = UCC - UBE
  2. $$I_B = {U_{RB} \over  R_B}$$
  3. {\bf $$I_C = \beta I_B$$}
  4. UCE = UCC - RC IC
  5. RWE = RB || rb'e
  6. RWY = RC
  7. $$k_{u} = {U_{WY} \over U_{WE}} = g_m (R_C || R_O) = \frac{I_C}{\varphi_{_T}} \frac{R_C R_O}{R_C + R_O}$$
  8. $$k_{us} = k_u \frac{R_{WE}}{R_{WE} + R_G}$$
  9. $$k_{i} =  k_{u} \frac{R_{WE}}{R_{0}}$$
  10. $$k_{is} = \frac{I_O}{I_G} = \frac{U_O/R_O}{U_G/R_G} = k_{uS} \frac{R_{G}}{R_{0}}$$
  11. kps = 4 kis kus

Ustalanie punktu pracy (bipolarny, opornik emiterowy):

  1. przyjmujemy założenie o spadku napięcia na URE
  2. $$R_E = {U_{RE} \over I_{CQ}}$$
  3. URC = UCC - UCEQ - URE
  4. $$R_C = {U_{RC} \over I_{CQ}}$$
  5. dzielnik - napięcie wyjściowe UB = URE + UBE
  6. obliczamy dla sztywnego dzielnika (spadek napięcia wyjściowego związany z prądem bazy < 0.1V)
  7. weryfikacja dzielnika - obliczenie UBE z EBZ = IB RBZ + UBE + IE RE, gdzie $$E_{BZ} = U_{CC}\frac{R_{B2}}{R_{B1} + R_{B2}} \approx 2.7\rm{V}$$
  8. warto sprawdzić także czy dzielnik nie jest zbyt sztywny (nie wybija sygnału)

Obliczenie punktu pracy i parametrów układu (bipolarny, opornik emiterowy):

  1. RBZ = RB1 || RB2
  2. $$E_{BZ} = U_{CC}\frac{R_{B2}}{R_{B1} + R_{B2}}$$
  3. $$U_{RE} = E_{BZ} - U_{BE}$$ (zakładamy tutaj sztywny dzielnik - spadek na RBZ pomijalnie mały)
  4. {\bf $$I_C \approx I_E = {U_{RE} \over R_E}$$}
  5. znając $$I_B = {I_E \over \beta +1}$$ weryfikujemy założenie o sztywności dzielnika licząc spadek napięcia na RBZ - URBZ = RBZ IB
  6. UC = UCC - URC
  7. UCE = UC - UE
  8. $$R_{WE} = R_{BZ} || (r_{b'e} + \beta R_E)$$ lub RWE = RBZ || rb'e (gdy mamy CE)
  9. pozostałe parametry (RWY, ku, kus, ki, kis, kps) obliczamy tak samo jak przy "stałym prądzie bazy"

Przy obliczaniu pojemności uwzględniamy ich otoczenie rezystorowe - RWE + RG dla kondensatora wejściowego, RWY + RO dla kondensatora wyjściowego oraz $$R_E || \left(\frac{R_G||R_{BZ}}{\beta_{AC} + 1} + r_{eb'} \right)$$ dla kondensatora emiterowego.

Ustalanie punktu pracy i parametrów układu (JFET):

  1. $$\beta = {I_{DSS} \over U_T^2}$$
  2. obliczamy UGS w oparciu o zależności: $$\beta (U_{GS} - U_T)^2 = - U_{GS} / R_S$$ (przyjmujemy założenie o zakresie pentodowym)
  3. ID = - UGS / RS
  4. URD = ID RD
  5. URS = ID RS
  6. UDS = VDD - URD - URS
  7. sprawdzamy czy zakres pentodowy - $$U_{GS} \ge U_T$$ i $$U_{DS} \ge U_{GS} - U_T$$
  8. RWY = RD
  9. RWE = RB
  10. ku = -gm RL (tak samo jak w bipolarnym, ale inne $$g_m = {dI_D \over dU_{GS}}$$ - dla zakresu pentodowego $$g_m=2 \beta (U_{GS} - U_T)$$)
  11. pozostałe parametry (kus, ki, kis, kps) obliczamy w oparciu o powyższe RWE, RWY, ku, tak samo jak przy bipolarnym

Wtórnik emiteorowy

POWIĘKSZschemat ideoy wtórnika emiterowego

Każdy wtórnik jest układem typu "wspólny kolektor" (ale na odwrót nie zawsze). Układ taki (w odróżnieniu od wspólnego emitera czy też wspólnej bazy) jest w stanie wzmacniać nie tylko małe ale także duże sygnały. Jednak potrafi on wzmacniać tylko prąd - napięcie wyjściowe jest niemalże równe napięciu wejściowemu (dokładniej jest pomniejszone o spadek na aktywnym złączu PN).

Często wykorzystywany jest układ wtórnika z tzw. "sprzężeniem stałoprądowym" (bez odcinania składowej stałej na wejściu) i podwójnym (dodatnim i ujemnym) zasilaniem (służącym do ustalenia punktu pracy zamiast dzielnika podłączanego do bazy) przedstawiony na poniższej ilustracji.

Można spotkać się także z połączeniem dwóch tranzystorów pracujących w układzie w wtórnika. W szczególności może być to J-FET z bipolarnym (aby uzyskać dużą rezystancję wejściową i małą wyjściową), lub tranzystory tego samego typu aby uzyskać większą wypadkową wartość $$\beta$$ (jest ona wtedy iloczynem wartości dla poszczególnych tranzystorów).

obliczanie układu typu wtórnik emiterowy

Punkt pracy ustalany tak samo jak dla układów WE.

Ustalanie parametrów układu (bipolarny):

  1. $$R_{WY} = R_E || {R_G + r_{b'e} \over \beta +1}$$
  2. $$R_{WE} = R_{b'e} + (\beta + 1) (R_E || R_L)$$
  3. $$k_u = {(\beta + 1) (R_E || R_L) \over R_{b'e} + (\beta + 1) (R_E || R_L)}$$

Ustalanie parametrów układu (JFET):

  1. $$R_{WY} = R_S || {1 \over g_m}$$
  2. RWE = RB
  3. $$k_u = {g_m (R_S || R_O) \over 1 + g_m (R_S || R_O)}$$

Efekt Millera

Efekt Millera występuje w układach odwracających fazę i polega na tym iż impedancja widoczna z zewnątrz jest k+1 razy mniejsza (gdzie k - wzmocnienie układu) niż rzeczywista impedancja pomiędzy wejściem a wyjściem. Ponadto w tranzystorze występują pojemności pomiędzy bazą a emiterem oraz bazą a kolektorem. A jedna z nich w układach odwracających fazę ulega efektowi Millera. To odgrywa on istotną rolę w ograniczeniu górnej częstotliwości układów wzmacniaczy. $$C_{b'e} = \frac{1}{2 \pi r_{eb'} f_T} - C_{bk}$$ Podawany w katalogach parametr fT jest tylko wynikiem specyficznego pomiaru tej właśnie pojemności, a to jakie będzie związane z nią ograniczenie częstotliwości wynika z konkretnego układu w którym stosowany jest tranzystor.

Boot Strap

jest to efekt niejako przeciwny do efektu Millera - występuje on gdy mamy wzmocnienie napięciowe nie większe od jedności. Pozwala ono na zmniejszanie impedancji włączonej równolegle z układem wzmacniającym (w przypadku wzmocnienia równego 1 impedancja taka znika całkowicie gdyż niejako obok niej wejście jest powielane na wyjście (napięcie na niej wynosi zero. Może także robić za źródło prądowe gdy w szereg z wzmacniaczem mamy przesuwnik potencjału to na tej impedancji odkłada się stała różnica potencjałów, a zatem płynie stały prąd.

Lustro prądowe

POWIĘKSZschemat ideowy lustra prądowego

T1 i T2 muszą mieć zapewnioną tą samą temperaturę (najlepiej być wykonane w ramach jednego układu scalonego. T1 pracuje jako dioda (stosujemy tranzystor aby zapewnić taką samą charakterystykę jak T2), która wraz z R1 tworzy sprzężony termicznie z T2 dzielnik sterujący tranzystorem T2. Układ ten sterowany prądem płynącym przez R1 powoduje przepływ (niemalże) takiego samego prądu poprzez RL.

Wzmacniacz różnicowy

POWIĘKSZschemat ideowy wzmacniacza różnicowego

Układ ten może pełnić rolę klucza prądowego (gdy podany sygnał na tyle duży aby zatkać jeden z tranzystorów) lub wzmacniacza (gdy pracować będą oba tranzystory. Układ jest czuły na różnicę napięć przyłożonych do in1 i in2. Ree pełni rolę źródła prądowego (i powinien być tak dobrany wraz z -Vee aby zapewnić jego stabilność ...).

W przypadku układu z tranzystorami NPN "bardziej" przewodzić będzie tranzystor na wejściu którego jest większe napięcie (niż na tym drugim). Fakt tego że on przewodzi powoduje ustalenie się potencjału w węźle łączącym emitery obu tranzystorów na wartość napięcia jego bazy pomniejszonego o spadek na przewodzącym złączu PN. W sytuacji gdy napięcia baz obu tranzystorów są odpowiednio bliskie przewodzić będą oba, zakres ten określa się strefą przejściową i wynosi ona $$4 \varphi_{_T}$$.

charkterystyka przejściowa wzmacniacza różnicowego

Jeżeli pracujemy w zakresie strefy przejściowej układ ten traktować należy jako wzmacniacz (poza tym zakresem jak wspomniano jest kluczem prądowym). Posiada on wtedy wzmocnienie $$k_{u_i} = \frac{R_{C_i}}{r_{eb'_1} + r_{eb'_2}}$$, gdzie i jest numerem wyjścia/rezystora kolektorowego z którego pobieramy napięcie wyjściowe. Wzmocnienie wyjścia różnicowego jest sumą wzmocnień poszczególnych wyjść. Wzmacniacz ten posiada także niestety wzmocnienie sumacyjne (wzmocnienie napięcia wchodzącego równocześnie na oba wejścia). Wynika to z niemożności zastosowania idealnego źródła prądowego, a przy stosowaniu rzeczywistych zmiana napięcia na źródle (wynikła z z miany potencjału na emiterach) prowadzi do zmiany prądu płynącego przez źródło.

Jako że przy tranzystorach bipolarnych musimy umożliwić przepływ prądu bazy, a nawet przy MOSFETach musimy zapewnić polaryzację bramki określonym potencjałem, w przypadku wprowadzania na wejście sygnału z odcięciem składowej stałej (poprzez kondensator) musimy zastosować {\bf rezystory RB} pomiędzy każdym z wejść a masą. Oba te rezystory powinny mieć tą samą wartość, gdyż inna sytuacja byłaby równoważna dołożeniu na jedno z wejść jakiegoś stałego potencjału (innego niż dołożony do drugiego wejścia) a tego nie chcemy. Podobnie gdy stosujemy sprzężenie stało-prądowe, a źródło sygnału ma znaczącą rezystancję wewnętrzną to do drugie wejście należy połączyć z masą przez taką samą rezystancję (rezystancje zastępcze widziane przez sygnał, podłączone do obu wejść powinny być jednakowe).

Często można się spotkać z modyfikacjami tego układu polegającymi na dołączaniu pomiędzy Ree a emiterami rezystorów celem powiększenia strefy przejściowej i jej linearyzacji. Możliwe jest też także rozdzielenie gałęzi emiterowej na dwie i sprzężenie ich przy pomocy kondensatora - wtedy przenoszone są tylko sygnały zmienne (każdy z emiterów ma do polaryzacji swój własny Ree) dzięki czemu można układ ten realizować na tranzystorach dyskretnych. Popularną modyfikacją tego układu jest dołączenie w miejsce RB1 i RB2 lustra prądowego przenoszącego prąd z gałęzi T1 (nie mamy wtedy wyjścia out1) na gałąź T2 (uzyskujemy wtedy dwukrotnie większe wzmocnienie na out2). Aby układ taki działał konieczne jest podłączenie rezystancji obciążenia do potencjału pomiędzy zasilaniem lustra a sumacyjnym napięciem wejściowym (składową będącą identyczną na obu wejściach).

obliczanie punktu pracy, rezystancji i wzmocnień

  1. ICQ = IEE/2 (także w niesymetrycznym!)
  2. RWE = 2 rb'e
  3. RWYi = RCi
  4. $$k_{u_i} = {R_{C_i} \over r_{eb'_1} + r_{eb'_2}}$$ (gdy korzystamy tylko z we1 to wy1 odwracające więc ku_1 może być podawane jako ujemne)
  5. kusum = |ku1| +| ku2|

Ewentualna niesymetryczność wpływa na zakres napięć wyjściowych.

Wzmacniacz operacyjny

Jest to układ służący do wzmacniania bardzo wiele razy różnicy napięć wejściowych. Na stopniu wejściowym posiada on wzmacniacz różnicowy z lustrem, dalej jest układ wzmacniający o dużym wzmocnieniu, a na stopniu wyjściowym wtórnik emiterowy.

Układ ten może być wykorzystywany jako komparator do porównywania napięć. Ponadto komparatory scalone posiadają taki sam symbol, jednak są innymi układami - dużo szybciej przełączają swoje wyjście przy zmianie wejścia niż robi to wzmacniacz operacyjny.

POWIĘKSZschemat ideowy wykorzystania wzmacniacza operacyjnego

Jako iż wzmocnienie wzmacniaczy operacyjnych jest bardzo duże nie da się w praktyce wykorzystać ich bezpośrednio do wzmacniania sygnału. Robi się to z wykorzystaniem sprzężenia zwrotnego, czyli podaniem przeskalowanego sygnału wyjściowego na wejście. Dzięki temu że korzystamy z ujemnego sprzężenia układ zachowuje się stabilnie dążąc do utrzymania różnicy napięć wejściowych bliskiej zeru. Wzmocnienie wzmacniacza odwracającego fazę wynosi $$k_u = - {R_2 \over R_1}$$, a wzmacniacza nie odwracającego fazy $$k_u = 1 + {R_2 \over R_1}$$ (aby uzyskać wtórnik wystarczy zastąpić te rezystory zwarciem). Jak widać kluczowy jest tu dzielnik przez który skalujemy przekazywanie wyjścia na wejście odwracające. Wykorzystanie ujemnego sprzężenia zwrotnego owocuje także prawie zerową rezystancją wyjściową. W wzmacniaczu odwracającym Rwe = R1, natomiast w odwracającym widzimy tylko rezystancję sumacyjną wzmacniacza różnicowego (różnicowej praktycznie nie widać bo napięcie na niej bliskie zeru). Częstotliwość graniczną oblicza się z zależności $$f_g = {f_T \over 1 + {R_2 \over R_1}}$$. Niekiedy stosuje się także tzw "R3" podłączony do nieodwracającego wejścia wzmacniacza, ma to na celu minimalizację wpływu prądów wejściowych (nie wpływa na napięcie niesymetryczności, które jest cechą samego wzmacniacza. R3 = R1 || R2 gdy sprzężenie DC, lub R3 = R2 gdy sprzężenie AC (źródło sygnału oddzielone kondensatorem).

Problem nadmiaru fazy i kompensacja

Jako iż układy te stosujemy z ujemnym sprzężeniem zwrotnym / sygnał wyjściowy podajemy na wejście odwracające fazę to należy rozwiązać problem przesunięcia fazowego sygnału wyjściowego w stosunku co do wejściowego (powinno być mniejsze od $$135^{\circ}$$), aby nie doprowadzić do wzbudzania się układu. Uzyskuje się to poprzez zapewnienie dla częstotliwości przy których było9by takie lub większe przesunięcie fazowe wzmocnienia mniejszego od jedności. Niestety stosowany w tym celu zabieg przesunięcia niższej częstotliwości granicznej (są dwie bo dwa stopnie wzmacniające) w dół poprzez stosowanie millerowskiej pojemności mocno ogranicza pasmo przepustowe (psuje parametr fT) wzmacniaczy operacyjnych (nie przesuwa się drugiej ze względu na wielkość potrzebnych pojemności). Poza tym konieczność ładowania/rozładowywania tej pojemności prowadzi do drugiego ograniczenia częstościowego, tym razem związanego z maksymalną prędkością zmiany sygnału (tzw. "slew rate").

Problem zasilania jednobiegunowego

W przypadku konieczności zasilenia wzmacniacza operacyjnego jedno biegunowo, należy zadbać o dodanie odpowiedniej wartości stałej do sygnału wejściowego na wzmacniacz oraz takiej samej wartości do sygnału podawanego na drugie wejście wzmacniacza. Poniżej pokazane zostały rozwiązania układowe umożliwiające realizację tego wymogu (metodę prostego uzyskania "masy wirtualnej" dla takich rozwiązań (w tym wypadku 6V) przedstawiono poniżej):

POWIĘKSZschemat ideowy jednobiegunowego zasilania wzmacniacza operacyjnego

Źródła napięcia i prądu

Tranzystorowe źródło prądowe

Jednym z najprostszych źródeł prądowych jest tranzystor w 4 opornikowym układzie polaryzacji, gdzie obciążenie włączane jest w miejsce RC. W niektórych przypadkach uzasadnione jest skorzystanie z lustra prądowego, jako źródła prądowego.

Precyzyjne źródło prądowe

Przy pomocy wzmacniacza operacyjnego i tranzystora jesteśmy w stanie zrealizować precyzyjne (odporne na wahania temperaturowe itp) źródło prądowe, tak prądu wpływającego (NPN) jak i wypływającego (PNP). Ponadto możemy w łatwy, napięciowy sposób regulować prąd tego źródła (poprzez zmianę Vref.

POWIĘKSZschemat ideowy źródła prądowego na WO

Dioda Zenera

Najprostsze stabilizatory napięcia można zrealizować w oparciu o diodę Zenera. Niestety spadek napięcia na diodzie jest funkcją prądu, ponadto najprostszy układ bez tranzystorowy charakteryzuje się znaczną rezystancją wyjściową. Problemem może być także to, iż aby uzyskać nominalny spadek napięcia trzeba puścić zazwyczaj przynajmniej 5mA, a jednocześnie należy uważać aby nie przekroczyć maksymalnej mocy która może wydzielić się na diodzie.

POWIĘKSZprzykłąd stabilizatora na diodzie Zenera

Obliczanie elementów (stabilizator bez tranzystora):

  1. $$R_1 \le {V_{CC_{min}} - U_{Z} \over I_{Z_{min}}}$$
  2. RWY = R1 || rd
  3. $$S_u = {\Delta U_{WY} \over \Delta V_{CC}} = {r_{d} \over R_1 + r_{d}}$$
  4. wartość RO wpływa na R1 (w warunku na nie musimy uwzględnić odpływ prądu na obciążenie $$I_{Z_{min}} \rightarrow I_{Z_{min}} + I_{O_{max}}$$)

Obliczanie elementów (stabilizator z tranzystorem):

  1. z założenia o IEmin otrzymujemy wartość RE = UWY/IEmin
  2. $$R_1 = {V_{CC_{min}} - U_{Z} \over I_{Z_{min}} + I_{O_{max}}/\beta}$$
  3. $$R_{WY}(I) = r_{d} / \beta + r_{eb'}(I)$$

Źródło masy wirtualnej

Wspomniane wcześniej źródło masy wirtualnej można zrealizować np. na wzmacniaczu operacyjnym:

POWIĘKSZprzykład źródła masy wirtualnej

Stabilizatory z wzmacniaczem błędu

Na trochę zbliżonej do źródła masy wirtualnej zasadzie funkcjonuje stabilizator z wzmacniaczem błędu (będący podstawą popularnych stabilizatorów scalonych). Często w układach takich spotyka się zamiast pojedynczego tranzystora układ Darlingtona (z tego względu iż tranzystory mocy mają kiepskie bety). Ponadto zastosowanie R2 umożliwia stosowanie źródeł referencyjnych o napięciu inne niż chcemy osiągnąć na wyjściu, co pozwala także na zmniejszenie ich prądożerności. Funkcję wzmacniacza błędu może pełnić np. wzmacniacz operacyjny lub różnicowy. Często spotkać można różnicowy z lustrem gdyż pozwala to na osiągnięcie małego drop-out'u (różnicy między minimalnym napięciem zasilania a napięciem wyjściowym).

POWIĘKSZschemat ideowy stabilizatora z wzmacniaczem błędu

Ogranicznik nadprądowy

Istotnym aspektem układów zasilania jest ich zabezpieczenie przed poborem zbyt dużego prądu (funkcjonalność bezpiecznika elektronicznego). Układ taki można zrealizować np. w następujący sposób (nadmierny prąd powoduje nadmierny spadek na $$R = {0.6\rm{V} \over I_{max}}$$, co prowadzi do otwarcia Q2 i odciągania prądu z bazy Q1 - zakładamy że Q1 sterowany z jakiegoś źródła o niewielkiej wydajności prądowej - wzmacniacza błędu):

POWIĘKSZschemat ideowy ogranicznika nadprądowego

Poniższy schemat przedstawia typowe realizacje samodzielnych ograniczników prądowych włączanych od strony masy (na tranzystorach NPN) lub od strony zasilania (na PNP):
POWIĘKSZschemat ideowy ogranicznika nadprądowego

Przetwornica step-up

POWIĘKSZschemat ideowy przetwornicy podwyższającej

Działanie przedstawionej przetwornicy podwyższającej oparte jest na ładowaniu prądem cewki L1 (w czasie gdy Q1 w stanie nasycenia) oraz wyciąganiu z niej tego prądu celem ładowania C2 (w czasie gdy Q1 w stanie zatkania). W sytuacji gdyby nie było obciążenia oraz D2 napięcie na kondensatorze chciałoby wzrosnąć do nieskończoności, prowadząc do jego przebicia, lub przebicia Q1. Dlatego stosujemy D2 jako zabezpieczenie przed brakiem obciążenia. C1 przyspiesza przechodzenie Q1 w stan nasycenia/zatkania. $${U_{WY} \over U_{WE}} = {t_1 \over t_2} \qquad I_{WY_{sr}} = {\Delta I \over 2} \cdot (1 - {t_1 \over t_1 + t_2})$$, gdzie $$\Delta I$$ - prąd do którego ładujemy cewkę, t1 - czas ładowania, t2 - czas rozładowywania. Ze względu na wielkość cewki chcielibyśmy jak największą częstotliwość pracy. Jednak jej ograniczeniem jest prędkość tranzystora, który ponadto musi wytrzymać Uwy i $$\Delta I$$. Warto jednak zadbać aby układ pracował z częstotliwością nad akustyczną (inaczej będzie buczeć).

Przetwornica step-down

POWIĘKSZschemat ideowy prztwornicy obniżającej

Działanie przedstawionej przetwornicy opiera się na takiej samej zasadzie jak ściemniacze elektroniczne, czyli na załączaniu i wyłączaniu obwodu na odpowiednie jednostki czasu, aby obniżyć wartość średniego napięcia wyjściowego do zadanej. Sterowanie takie nadaje się bez problemowo do urządzeń takich jak grzałki, żarówki itp. Zastosowanie takiego mechanizmu do zasilania elementów o małej bezwładności (układów elektronicznych) wymaga jednak wygładzenia skoków napięcia (nie możemy robić przerw w zasilaniu tylko musimy uśrednić wartość tego napięcia. Wymaga to dodania kondensatora filtrującego C1, jego dodanie powoduje niestety trudności z sterowaniem Q1 jako klucza nasyconego - stąd L1 i D1. Przetwornica tego typu przy prądzie poniżej założonego będzie miała wyższe napięcie na wyjściu od założonego (może osiągnąć nawet napięcie zasilania). $$U_{WY} = U_{WE}{t_1 \over t_1 + t_2}$$

Przerzutniki

Bistabilny

POWIĘKSZschemat ideowy prostego przerzutnika bistabilnego

Układ ten służy do zapamiętania stanu binarnego. Może być przełączony poprzez podanie krótkiego sygnału na którejś z wejść lub zwarcie któregoś wyjścia do masy. powoduje to rozpoczęcie przewodzenia przez wybrany z tranzystorów, co prowadzi do spadku napięcia na bazie drugiego tranzystora, prowadząc do jego zatkania i trwałego ustalenia stanu wysokiego na bazie wybranego tranzystora.

Monostabilny

POWIĘKSZschemat ideowy prostego przerzutnika monostabilnego

Układ służy do generacji impulsu trwającego ustaloną długość. Działa on podobnie jak przedstawiony przerzutnik bistabilny, z taką różnicą iż krótkotrwałe zwarcie wejścia do masy powoduje obniżenie potencjału bazy T2 o napięcie do jakiego został naładowany C1 (w normalnym stanie UCC-UBE. Powoduje to zatkanie T2 i przewodzenie T1, następuje także ładowanie C1 z stopniowym zwiększaniem napięcia na bazie T2 aż do osiągnięcia sytuacji pierwotnej. Należy zwrócić uwagę że po zatkaniu T1 (zaprzestaniu generowania sygnału wyjściowego) układ nie osiągnął jeszcze gotowości do generacji następnego impulsu gdyż musi nastąpił ładowanie C1 przez RC1 (należy odczekać $$t \gtrsim  5 \tau = 5 R_{C1} C_1$$). Wadą takiego rozwiązania są duże ujemne napięcia na bazach tranzystorów w chwili przerzutu, co (przy większych napięciach zasilania) może doprowadzić do ich przebicia.

Astabilny

POWIĘKSZschemat ideowy prostego przerzutnika astabilnego

Przerzutnik ten służy do generacji sygnału prostokątnego o zadanym wypełnieniu. poszczególne półokresy wynoszą: $$t_x = \tau \ln({u(\infty) - u(0) \over u(\infty) - u(t_x)})$$, gdzie u(0) - napięcie początkowe asymptota procesu, $$u(\infty)$$ - asymptota procesu, u(tx) - napięcie w chwili zakończenia, $$\tau = C_i R_{B_j}$$ - stała czasowa elementów podłączonych do bazy tranzystora wyjście którego rozważamy w stanie wysokim. Działanie układu jest podobne do opisanego przerzutnika montostabilnego z tym że po (ponownym) nasyceniu drugiego tranzystora powstały spadek napięcia rozpoczyna taki sam proces dla pierwszego tranzystora i kondensatora podłączonego do jego bazy. Dodatkową wadą tego rozwiązania jest problem startu przy wypełnieniu 1/2 (jednakowych elementach) i łagodnym włączaniu.

Shmitta

POWIĘKSZschemat ideowy przerzutnika Shmitta

Służy od do uzyskania histerezy - większe napięcie powoduje przejście w stan wysoki, a mniejsze od niego w stan niski. Pozwala to m.in. na odszumianie sygnałów. Idea działania polega na zmianie potencjału drugiego wejścia wzmacniacza różnicowego zależnie od jego stanu. Przesuwnik poziomów zrealizowany na D1 oraz R1 służy do dostosowania napięcia wyjściowego do zakresu histerezy (wynosi on UCC-Up - wartość górna, Ucc - Iee RC1 - Up - wartość dolna). Występujący efekt millerowski na T2 w tym przerzutniku można usuwać np. poprzez zrealizowanie przesuwnika poziomów na wtórniku emiterowym i diodzie Zenera.

Zewnętrzna pętla opóźnienia

Podobnie jak przerzutnik Shmitta działają np. bramki cyfrowe tego typu. Bramkę taką możemy wykorzystać jako przerzutnik astabilny:

POWIĘKSZschemat ideowy prostego przerzutnika z zewnętrzną pętlą

Korzystamy tutaj z histerezy tej bramki (napięcie na kondensatorze zmienia się pomiędzy tymi wartościami, a napięcie wyjściowe zgodnie z stanami logicznymi bramki. Długości półokresów wynoszą określa $$t_x = \tau \ln({u(\infty) - u(0) \over u(\infty) - u(t_x)})$$, gdzie $$\tau = R_1 C_1$$.

VCO - Generatory sterowane napięciem

Idea tego typu układów polegna na napięciowym (na ogół prądowym, a dopiero prąd ustalany napięciowo) sterowaniu częstotliwością generowanego sygnału. Realizowane jest to poprzez wpychanie lub wyciąganie prądu z kondensatora C1 podłączonego do wejścia układu z histerezą. Wpychanie i wyciąganie prądu może być zrealizowane na rozmaite sposoby - np. tak jak przedstawiono na poniższym schemacie poprzez wzmacniacz różnicowy z lustrem lub wzmacniacz różnicowy z dwoma źródłami prądowymi (jedno będące wielokrotnością drugiego.

POWIĘKSZschemat ideowy prostego vco

Wzmacniacz mocy

Trudnościami w realizacji liniowych wzmacniaczy mocy jest konieczność operowania na dużych wartościach napięcia i prądu, minimalizacji wydzielania mocy (P=UI=I2R=U2/r), przy jednoczesnym zachowaniu możliwie niezniekształconego sygnału oraz sporego wzmocnienia i rezystancji wejściowej. Podstawowym układem na którym można oprzeć tego typu rozwiązania jest wtórnik komplementarny (dwa wtórniki emiterowe połączone emiterami) - w odróżnieniu od zwykłego wtórnika emiterowego pozwala uniknąć problematycznego w tych zagadnieniach opornika emiterowego. Niestety układ ten cechuje się strefą martwą przy przełączaniu co powoduje konieczność zastosowania rozsównika poziomów. Na poniższym schemacie przedstawiono dwa warianty (prosty - bez dbania o drop-out oraz bardziej rozbudowany) takiego wzmacniacza.

POWIĘKSZschemat ideowy prostego wzmacniacza mocy

Należy zapewnić diodom lub tranzystorowi robiącego za rozsównik napięć taką samą temperaturę jak tranzystorom mocy Q1 i Q2. Cp wspomaga rozsównik przy skokach. Rb i Rbr zapewniają poprawną pracę T3. Rbo robi za "górne" źródło prądowe na zasadzie bootstrapu.

Najczęściej spotykanymi w dzisiejszych czasach wzmacniaczami mocy są wzmacniacze impulsowe, których działanie z grubsza polega na załączaniu w stan nasycenia tranzystorów odpowiedzialnych za dostarczenie kolejnej porcji prądu.



Copyright (c) 1999-2015, Robert Paciorek (http://www.opcode.eu.org/), BSD/MIT-type license


Redystrybucja wersji źródłowych i wynikowych, po lub bez dokonywania modyfikacji JEST DOZWOLONA, pod warunkiem zachowania niniejszej informacji o prawach autorskich. Autor NIE ponosi JAKIEJKOLWIEK odpowiedzialności za skutki użytkowania tego dokumentu/programu oraz za wykorzystanie zawartych tu informacji.

This text/program is free document/software. Redistribution and use in source and binary forms, with or without modification, ARE PERMITTED provided save this copyright notice. This document/program is distributed WITHOUT any warranty, use at YOUR own risk.

Valid XHTML 1.1 Dokument ten (URL: http://www.opcode.eu.org/electronics/uklady_tranzystorowe) należy do serwisu OpCode. Autorem tej strony jest Robert Paciorek, wszelkie uwagi proszę kierować na adres e-mail serwisu: webmaster@opcode.eu.org.
Data ostatniej modyfikacji artykulu: '2015-10-10 11:34:24 (UTC)' (data ta może być zafałszowana niemerytorycznymi modyfikacjami artykułu).